【DC】学习笔记1

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我是靠谱客的博主心灵美机器猫，最近开发中收集的这篇文章主要介绍【DC】学习笔记1，觉得挺不错的，现在分享给大家，希望可以做个参考。

概述

看别人写的脚本和视频里教的还是不太一样啊记录一下不懂的地方

IC设计 - 知乎

复杂时序约束 - 知乎

DesignComplier基本知识问答 - 百度文库

DC综合简单总结（1）

*****************set_dont_touch和set_dont_touch_network****************

？

在综合的过程中，为了不让DC工具自动优化一些我们不希望其优化的模块（比如CLK）我们通常都会设置set_ideal_network和set_dont_touch，我理解为前者在timing_report的时候忽略延迟，后者阻止DC插入buffer。

那么dont_touch的属性，能不能穿过logic?

set_dont_touch和set_dont_touch_network有什么区别，为什么普遍认为set_dont_touch_network会造成未知问题而不推荐使用？

对于ideal_net的这个属性，是不是说直接忽略了延迟，忽略了DRC，如果将clk设定为ideal_net，是不是就不用再设定dont_touch了？

说的有点混乱，请各位大神技术支持，小弟不胜感激！！

=

set_dont_touch不会穿过logic，可以用于cells, nets, references, 和 designs。你不希望DC碰的地方，都可以用它。

set_dont_touch_network可以穿过logic，可以用于clocks, pins, 或 ports，比上面的范围小。当你对设计不十分熟悉时，这个属性可能会传到你不希望的地方去。

ideal_net 顾名思义就是把这条net完全理想化--无穷大的驱动能力，没有延迟。有时会和上面的命令一起用。当你知道了它们的意思，如何使用取决于你的目的和得到的结果

？

对于Ideal_net这个属性，设置的时候有个no_propagate的属性，对于net来说一定要设这个，是不是就是为了阻止其穿过逻辑？那如果我设的是pin并且不加上no_propagate能穿过逻辑吗？

在建立clock的时候，我看到它会自动的设为ideal_net，但是却还是会计算延迟，会不会因为clock path有逻辑的原因？

=

set_ideal_net = set_ideal_network -no_propagate

clock net 如果被用作data，就会有delay，那是因为net上面挂的clk pin的负载，不是ideal net本身

？

我大体上明白了，clk在创建的时候，会默认为ideal net的，但当clk接入到data path的时候，D端就会考虑我clk上的负载，但并不会影响clk的ideal net的属性。

假如我的clk需要门电路做gating，gating后的时钟也有很大的扇出，那我为了忽略掉延迟，是不是需要在gating后重新给clk定义ideal net?因为ideal net不能穿过逻辑。

=

如果你的CG集成好的标准单元，它会自动继承ideal的属性。

*****************set_dont_touch和set_dont_touch_network****************

输入端口到时序器件的数据端口。

要求时间=T2+Tlatency-Tuncertainty_setup-Tsetup

到达时间=T1+Tlantency+Tinput_delay+Tlogic2

时序器件的输出管脚到输出端口

上图中：

要求时间=T2+Tlatency-Toutput_delay-Tuncertainty_setup

到达时间=T1+Tlatency+Tcell+Tlogic5

时序器件到时序器件

路径上的 cell 延迟由 input_transition 和 output_load(包括扇出 pin 上的 load）决定，这个由查抄表可以得到。

而 net 延迟是由 net 上的 R， C 决定的。在没有布局布线之前，我们不知道实际的 R， C 是多少， dc 根据互联线模型（set_wire_load_model)来计算出 R， C。然后根据得到的 R， C 计算出 net 上的延迟：Net_delay=R*C*OC其中系数 OC 是根据操作环境（set_opearting_conditions)中设置的 rc树模型得到。

一般的工艺库的操作环境有三种， WORST， TYPICAL， BEST,分别是最差，典型，最坏。

T=4，周期为4，Tdata为2，两个clk同时到达，slack=4-2=2，

setup check是latch和lauch间隔一个时钟周期，hold check才是在同一个时钟沿

input_transition输入信号的转换时间可以采用两种约束：

1 直接设置转换时间

set_input_transition 0.1 [get_ports A]

2 采用设置输入驱动能力，驱动能力越大，转换时间越小，驱动能力越小，转换时间越大

set_drive或者set_driving_cell

Slew Ratevs.Transition Time

首先，我要说明一下，slew和transition其实并非独立存在使用的词汇。在诸多教材中，一般是以slew rate和transition time，两个词组出现的。

Slew rate，信号改变的速率。

Transition time，信号改变的持续时间。

在静态时序分析（STA）中，一个上升或者下降的波形通常用slew rate来表征其跳变的快与慢。Transition time就是用来记录这个信号在两个电平之间的转换时间。

这里需要注意的是，transition time实际是slew rate的倒数。Transition time如果越大，那么slew rate就会越慢，反之亦然。

上图展示了一些CMOS器件的输出波形图。理想状态下，我们期望得到一个完美的方波，不过，这显然不够现实。实际上，由于对电容的充放电，一个数字信号的波形往往存在上升和下降的电压缓冲区间。

为了能量化这样的波形，我们近似采用一个线性上升或者下降的信号来模拟真实信号波形。注意到，真实信号波形里，不管是上升还是下降的时候，都会存在一定时间的线性区域。

这个线性区域的起点和终点，可能因为某些估算模型而有所不同。在STA中，我们有时候会采用比较宽松的约束模式，例如20%／80%、10%／90%。

当然，我们也可以采用激进一些的模式，如30%／70%。

在一个线性时序模型里，一个信号经过一个时序单元可能产生两种新的信号波形。

当输出信号的slew rate比输入信号的要快，也就是transition time变短了，说明这个单元对这个信号起到了增强驱动的作用。

反之，当输出信号的slew rate比输入信号还要慢，就是transition time变长了，说明这个单元对这个信号起到了削弱驱动的作用。可能的原因是，这个单元的输出端驱动了较大的负载。

所以，当我们要描述一个信号电平有所变化的时候，记得要用slew rate来表述快慢，用transition time来描述持续时间。

》》对于 cell 的延迟，dc 是根据 input_transition 和 out_load 对应的查找表来计算的。

》》对于 net 的延迟，dc 是根据 wire_load_model 中的fanout_length 和 resistance,capacitance, area 的查找表计算的。

》》负载其实有两个概念，一个是阻性负载，这个负载当你提供了足够的驱动力就能够正确输出，否则电压就不对；另一个是容性负载，这个负载一般在系统里头，和系统能跑到什么速度相关。

一个输出驱动力大的话就能够带更大的负载，从这个意义上说，认为驱动=负载也是可以理解的。但其实这两个概念还是有些区别，侧重点不同。你上面也引用了，“电路的负载能力是下一级的load（即电容）总和”，这都是完全不同的两个量纲，怎么会一样。系统设计上，假设你需要跑10MHz的频率，你需要10mA的驱动力，则同一个容性负载上，要跑到20MHz的频率，你就需要20mA的驱动力。

作者：飞奔的大虎
链接：https://www.jianshu.com/p/88269d9041d3
来源：简书
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dont_touch 与dont_touch_network的区别

create_generated_clock

在数字IC设计中，芯片中各个模块的工作频率可能都不太一样。因此有了时钟产生电路（clock generation）。这个电路含有时钟切换电路，时钟分频，倍频电路以及clock reset电路。通常我们通过create_generated_clock来定义时钟分频和倍频电路后的时钟。

create_generated_clock 是用来说明generated clock与source clock的相位（边沿）关系。同时根据source clock找到master clock以及source clock 和master clock的关系，最终会确定generated clock和master clock的相位（边沿）关系。

在genereated clock的时候一定要明确generated clock与master clock的相位关系（rise->rise or rise->fall or fall->rise or fall->fall)，这些关系由桥梁source clock嫁接，所以有了generated clock和source clock，以及source clock和master clock的关系。

如果根据声明找到的generated clock 和master clock的关系和实际的关系不一致，则会造成一些分析错误。比如静态时序分析STA的时候找不到generated clock和source clock相位关系，会将generated clock的source latency 设置为0。

如下图为一个简单的数字IC电路及其波形图。

create_clock -period 10 CLK

create_generated_clock -name CLKdiv2

-divide_by 2

-source CLK

[get_pins Udiv/Q]

根据上面定义，generated_clock是定义在二分频的输出端Q上，其source为CLK。但是我们知道Udiv这个寄存器的时钟端CK与CLK是反相的（即相位差180度）。

根据声明，generated 和master clock的关系如下（工具会根据source clock 找到master clock，并确定source clock 和master clock的关系，当前source clock即master clock）。但实际电路是source clock和master clock是存在180相位差的，因此以上定义的generated_clock是不正确的。

正确的波形图应该如下图所示：

所以UFF1到UFF2的setup检查为launch clock edge为T=5ns时刻，capture clock edge为T=15ns时刻(默认为single cycle path)。

因此，我们可以通过以下两种方法来定义分频后的时钟

1.改变generated clock的source，即让generated clock和source clock的路径唯一且单一（单一是指，声明的相位边沿关系和实际的相位边沿关系一致）。
一般做法就是将source clock设置在触发器的clock端。如下：

create_generated_clock -name CLKdiv2

-divide_by 2

-source [get_pins Udiv/CLK]

[get_pins Udiv/Q]

这样generated clock和source clock的关系和声明的一致。工具会根据声明的source clock 找到它的master clock，同时确定source clock和master clock相位相反的关系，由此就确定了generated clock和master clock的关系。

2.直接声明generated clock和master clock的相位边沿关系。如下：

create_generated_clock

-name CLKdiv2

-edges {2 4 6}

-source CLK

[get_pins Udiv/Q]

虽然这两种方法都可以用来定义generated_clock，但是考虑到后期review constraint的便利性，强烈建议使用第二种方式来实现（实际项目中都是采用这种方法）。

create_generated_clock有多个master_clock的情况

上文讲到了 create_generated_clock 的作用，提到工具会根据声明找到 generated clock 和 source clock 的相位（边沿）关系，同时根据 source clock 找到 master clock 顺便确定 source clock 和 master clock 的关系，最终确定 generated clock 的关系。但是如果有时候虽然确定了 master clock 和 generated 的相位（边沿）关系，但是 master clock 到 generated clock 的路径有很多的时候，也会导致 STA 分析问题。

create_clock -period 10 CLK

create_generated_clock -name CLKdiv2 -divide_by 2 -source FFdiv2/CLK UMUX/Y -master CLK -add

create_generated_clock -name CLKdiv4 -divide_by 4 -source FFdiv4/CLK UMUX/Y -master CLK -add

set_clock_groups -physically_exclusive -group {CLK} -group {CLKdiv2} -group {CLKdiv4}

此时，PT时序分析报告如下：

可以知道source latency 选择了不同路径

所以在声明generated clock的时候不仅要保证generated clock 和master clock 相位边沿关系和实际的一致，还要保证generated clock和master clock的路径一。
如下图，列出了可以声明唯一generated clock点。

同时考虑到选择器之前各个时钟间有crosstalk，选择器之后没有crosstalk，所以声明如下：

Create_clock -period 10 CLK

#####define divide_by_2，divide_by_4 clocks

Create_generated_clock -name CLKdiv2 -divide_by_2 FFdiv2/Q -source FFdiv2/CK

Create_generated_clock -name CLKdiv4 -divide_by_4 FFdiv4/Q -source FFdiv4/CK

#####create clocks arriving at MUX inputs

Create_generated_clock -name CLK_mux -combinational UMUX/A -source UMUX/A

Create_generated_clock -name CLKdiv2_mux -combinational UMUX/B -source UMUX/B

Create_generated_clock -name CLKdiv4_mux -combinational UMUX/C -source UMUX/C

#####define clock at FFdiv3

Create_generated_clock -name CLK_mux_div3 -divide_by 3 -source FFdiv3/CK -master CLK_mux -add

Create_generated_clock -name CLKdiv2_mux_div3 -divide_by 3 -source FFdiv3/CK -master CLKdiv2_mux -add

Create_generated_clock -name CLKdiv4_mux_div3 -divide_by 3 -source FFdiv3/CK -master CLKdiv4_mux -add

####apply physical exclusivity

Set_clock_groups -physically_exclusive

-group {CLK_mux CLK_mux_div3}

-group {CLKdiv2_mux CLKdiv2_mux_div3}

-group {CLKdiv4_mux CLKdiv4_mux_div3}

若直接将 CLKmux, clkdiv2_mux, clkdiv4_mux 省略，然后分别在MUX/Y端定义三个generated clock，其 source 设定为CLK, CLKdiv2, CLKdiv4，也是可以的。

思考题（2018年某SOC公司校园招聘数字后端笔试题）

对于这道数字IC后端实现题，如果你还不会做，请给自己敲个警钟。

芯片A端口OUT1/OUT2分别接到芯片B的D/CLK。芯片A端口约束如下：

create_clock -name CLK -period 10 -waveform {0 5} [get_pins U1/Y]

create_generate_clock -name GCLK -source [get_pins U1/Y] -edge {1 3 7} -master_clock CLK [get_pins U2/Y]

create_generate_clock -name OUTCLK -source [get_pins U2/Y] -master_clock GCLK -divide_by 1 [get_ports OUT2]

set_output_delay -max 8 -clock OUTCLK [get_ports OUT1]

set_output_delay -min 1 -clock OUTCLK [get_ports OUT1]

Q1: 请问对于芯片B， D到CLK的setup/hold check 要求分别是什么?

Q2: 画出CLK和GLCK 的波形？

Q3：如果要求从时钟源到OUT1/OUT2 delay等长，请问constraint怎么写？

如果你对作者分享的干货感兴趣，或者想与作者讨论交流的，欢迎关注公众号（id: ic-backend）。

DC综合中create_generated_clock问题 - 数字IC设计讨论(IC前端|FPGA|ASIC) - EETOP 创芯网论坛 (原名：电子顶级开发网) -

深度解析create_generated_clock - 知乎

和dc没关系，这是之前笔试题不会的东西随便找个地方抄一下

作者：吾爱IC
链接：https://zhuanlan.zhihu.com/p/509488300
来源：知乎
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什么是hotspot?

hotspot表征的是设计中congestion的热点，它是用面积来表示hotspot的分数。如果这个分数越高代表的是这个位置有congestion的点比较多。所以这个位置附近就有比较聚集的congestion问题。

工具跑完会报出设计中最差的五个hotspot点。这里如果报出来的五个点的hotspot值小于150，我们认为当前设计不存在非常聚集性的congestion。此时，如果overflow值大于2%，也是有机会能绕通的。

如果工具报出来的hotspot如下图所示，那么第一个点的坐标位置一定存在局部区域的绕线困难。即便此时整体overflow只有1%，此处位置可能也会有short。